站長統(tǒng)計
【導(dǎo)讀】S逐次逼近型(SAR) ADC提供高分辨率、出色的精度和低功耗特性。一旦選定一款精密SAR ADC，系統(tǒng)設(shè)計師就必須確定獲得最佳結(jié)果所需的支持電路。需要考慮的三個主要方面是：模擬輸入信號與ADC接口的前端、基準(zhǔn)電壓源和數(shù)字接口 。本文將重點介紹前端設(shè)計的電路要求和權(quán)衡因素。關(guān)于其它方面的有用信息，包括具體器件和系統(tǒng)信息，請參閱數(shù)據(jù)手冊和本文的 參考文獻(xiàn).
前端包括兩個部分：驅(qū)動放大器和RC濾波器。放大器調(diào)節(jié)輸入信號，同時充當(dāng)信號源與ADC輸入端之間的低阻抗緩沖器。RC濾波器限制到達(dá)ADC輸入端的帶外噪聲，幫助衰減ADC輸入端中開關(guān)電容的反沖影響。
為SAR ADC選擇合適的放大器和RC濾波器可能很困難，特別是當(dāng)應(yīng)用不同于ADC數(shù)據(jù)手冊的常規(guī)用途時。根據(jù)各種影響放大器和RC選擇的應(yīng)用因素，我們提供了設(shè)計指南，可實現(xiàn)最佳解決方案。主要考慮因素包括：輸入頻率, 吞吐速率和 輸入復(fù)用.
選擇合適的RC濾波器
要選擇合適的RC濾波器，必須計算單通道或多路復(fù)用應(yīng)用的RC帶寬，然后選擇R和C的值。
圖1顯示了一個典型的放大器、單極點RC濾波器和ADC。ADC輸入構(gòu)成驅(qū)動電路的開關(guān)電容負(fù)載。其10 MHz輸入帶寬意味著需要在寬帶寬內(nèi)保證低噪聲以獲得良好的信噪比(SNR)。RC網(wǎng)絡(luò)限制輸入信號的帶寬，并降低放大器和上游電路饋入ADC的噪聲量。不過，帶寬限制過多會延長建立時間并使輸入信號失真。
圖1. 典型放大器、RC濾波器和ADC
在建立ADC輸入和通過優(yōu)化帶寬限制噪聲時所需的最小RC值，可以由假設(shè)通過指數(shù)方式建立階躍輸入來計算。要計算階躍大小，需要知道輸入信號頻率、幅度和ADC轉(zhuǎn)換時間。轉(zhuǎn)換時間, tCONV（圖2）是指容性DAC從輸入端斷開并執(zhí)行位判斷以產(chǎn)生數(shù)字代碼所需的時間。轉(zhuǎn)換時間結(jié)束時，保存前一樣本電荷的容性DAC切換回輸入端。此階躍變化代表輸入信號在這段時間的變化量。此階躍建立所需的時間稱為 "反向建立時間".
圖2. N位ADC的典型時序圖
在給定輸入頻率下，一個正弦波信號的最大不失真變化率可通過下式計算：
如果ADC的轉(zhuǎn)換速率大大超出最大輸入頻率，則轉(zhuǎn)換期間輸入電壓的最大變化量為：
這是容性DAC切換回采集模式時出現(xiàn)的最大電壓階躍。然后，DAC電容與外部電容的并聯(lián)組合會衰減此階躍。因此，外部電容必須相對較大，達(dá)到幾nF。此分析假設(shè)輸入開關(guān)導(dǎo)通電阻的影響可忽略不計。現(xiàn)在需要建立的階躍大小為：
接下來計算在ADC采集階段，ADC輸入建立至? LSB的時間常數(shù)。假設(shè)階躍輸入以指數(shù)方式建立，則所需RC時間常數(shù)τ為：
其中，tACQ 為采集時間，NTC 為建立所需的時間常數(shù)數(shù)目。所需的時間常數(shù)數(shù)目可以通過計算階躍大小VSTEP與建立誤差（本例為? LSB）之比的自然對數(shù)來獲得：
因此，
將上式代入前面的公式可得：
等效RC帶寬
示例:借助RC帶寬計算公式，選擇16位ADCAD7980 （如圖3所示），其轉(zhuǎn)換時間為710 ns，吞吐速率為1 MSPS，采用5 V基準(zhǔn)電壓。最大目標(biāo)輸入頻率為100 kHz。計算此頻率時的最大階躍：
然后，外部電容的電荷會衰減此階躍。使用27 pF的DAC電容并假設(shè)外部電容為2.7 nF，則衰減系數(shù)約為101。將這些值代入VSTEP計算公式：
接下來計算建立至? LSB（16位、5 V基準(zhǔn)電壓）的時間常數(shù)數(shù)目：
采集時間為：
計算τ：
因此，帶寬為3.11 MHz， REXT 為 18.9 ?.
圖3. 采用16位1 MSPS ADC AD7980的RC濾波器
最小帶寬、吞吐速率和輸入頻率之間的這種關(guān)系說明：輸入頻率越高，則要求RC帶寬越高。同樣，吞吐速率越高，則采集時間越短，從而提高RC帶寬。采集時間對所需帶寬的影響最大；如果采集時間加倍（降低吞吐速率），所需帶寬將減半。此簡化分析未包括二階電荷反沖效應(yīng)，它在低頻時變成主要影響因素。輸入頻率非常低時（<10 kHz，包括DC），容性DAC上建立的始終是大約100 mV的電壓階躍。此數(shù)值應(yīng)作為上述分析的最小電壓階躍。
多路復(fù)用 輸入信號很少是連續(xù)的，通常由不同通道切換產(chǎn)生的大階躍組成。最差情況下，一個通道處于負(fù)滿量程，而下一個通道則處于正滿量程（見圖4）。這種情況下，當(dāng)多路復(fù)用器切換通道時，階躍大小將是ADC的滿量程，對于上例而言是5 V。
圖4. 多路復(fù)用設(shè)置
在上例中使用多路復(fù)用輸入時，線性響應(yīng)所需的濾波器帶寬將提高到3.93 MHz（此時階躍大小為5 V，而非單通道時的1.115 V）。假設(shè)條件如下：多路復(fù)用器在轉(zhuǎn)換開始后不久即切換（圖5），放大器和RC正向建立時間足以使輸入電容在采集開始前穩(wěn)定下來。
圖5. 多路復(fù)用時序
對于計算得到的RC帶寬，可以利用表1進(jìn)行檢查。從表中可知，要使?jié)M量程階躍建立至16位，需要11個時間常數(shù)（如表1）。對于計算的RC，濾波器的正向建立時間為11 × 40.49 ns = 445 ns，遠(yuǎn)少于轉(zhuǎn)換時間710 ns。正向建立不需要全部發(fā)生在轉(zhuǎn)換期間（容性DAC切換到輸入端之前），但正向和反向建立時間之和不應(yīng)超過所需的吞吐速率。對于低頻輸入，信號的變化率低得多，因此正向建立并不十分重要。
表1. 建立至N位分辨率所需的時間常數(shù)數(shù)目
計算出濾波器近似帶寬后，就可以分別選擇REXT 和 CEXT 的值。上述計算假設(shè) CEXT = 2.7 nF，這是數(shù)據(jù)手冊所示應(yīng)用電路的典型值。如果選擇較大的電容，則當(dāng)容性DAC切換回輸入端時，對反沖的衰減幅度會更大。然而，電容越大，驅(qū)動放大器就越有可能變得不穩(wěn)定，特別是給定帶寬下REXT 值較小時。如果 REXT 值太小，放大器相位裕量會降低，可能導(dǎo)致放大器輸出發(fā)生響鈴振蕩或變得不穩(wěn)定。對于串聯(lián) REXT較小的負(fù)載，應(yīng)采用低輸出阻抗的放大器來驅(qū)動。可以利用RC組合和放大器的波特圖執(zhí)行穩(wěn)定性分析，以便驗證相位裕量是否充足。最好選擇1 nF至3 nF的電容值和合理的電阻值，以使驅(qū)動放大器保持穩(wěn)定。此外務(wù)必使用低電壓系數(shù)的電容，如NP0型，以保持低失真。
REXT的值必須能使失真水平保持在要求的范圍以內(nèi)。圖6顯示了驅(qū)動電路電阻對失真的影響與AD7690輸入頻率的函數(shù)關(guān)系。失真隨著輸入頻率和源電阻的提高而提高。導(dǎo)致這種失真的原因主要是容性DAC提供的阻抗的非線性特性。
圖6. 源電阻對THD的影響與輸入頻率的關(guān)系
低輸入頻率(<10 kHz)可以支持較大的串聯(lián)電阻值。失真還與輸入信號幅度有關(guān)；對于同一失真水平，較低的幅度可以支持較高的電阻值。計算上例中的 REXT in the example above, where τ = 51.16 ns 假設(shè)CEXT 為2.7 nF，得到電阻值為18.9 Ω。這些值接近ADI數(shù)據(jù)手冊應(yīng)用部分給出的常見值。
此處計算的標(biāo)稱RC值是有用的指南，但不是最終解決方案。選擇REXT與 CEXT之間的適當(dāng)平衡點，需要了解輸入頻率范圍、放大器可以驅(qū)動多大的電容以及可接受的失真水平。為了優(yōu)化RC值，必須利用實際的硬件進(jìn)行試驗，從而實現(xiàn)最佳性能。
選擇合適的放大器
在上一部分中，我們根據(jù)輸入信號和ADC吞吐速率，計算了適合ADC輸入的RC帶寬。接下來必須利用此信息選擇合適的ADC驅(qū)動放大器。需要考慮如下方面：
● 放大器大小信號帶寬
● 建立時間
● 放大器噪聲特性以及對系統(tǒng)噪聲的影響
● 失真
● 失真對于電源軌的裕量要求
該數(shù)據(jù)手冊通常會給出放大器的小信號帶寬 。但是，根據(jù)輸入信號的類型，大信號帶寬 可能更重要，尤其是高輸入頻率(>100 kHz)或多路復(fù)用應(yīng)用（因為電壓擺幅較大），而且輸入信號的正向建立更加關(guān)鍵。例如，ADA4841-1 的小信號帶寬為80 MHz（20 mV p-p信號），但大信號帶寬僅3 MHz（2 V p-p信號）。上例采用AD7980，計算的RC帶寬為3.11 MHz。對于較低的輸入頻率，ADA4841-1是很好的選擇，因為其80 MHz小信號帶寬對于反向建立而言綽綽有余，但在多路復(fù)用應(yīng)用中則有困難，因為對于大信號擺幅，此時的RC帶寬要求提高到3.93 MHz。這種情況下，更合適的放大器是ADA4897-1，它具有30 MHz的大信號帶寬。一般而言，放大器的小/大信號帶寬至少應(yīng)比RC帶寬大兩三倍，具體取決于是以反向建立還是正向建立為主。如果要求放大器級提供電壓增益（這會降低可用帶寬），更適用這條原則，甚至可能需要帶寬更寬的放大器。
看待正向建立要求的另一種方式是查看放大器的建立時間特性，它通常是指建立到額定階躍大小某一百分比所需的時間。對于16位到18位性能，通常要求建立到0.001%，但大多數(shù)放大器僅指定不同階躍大小的0.1%或0.01%建立時間。因此，為了確定建立特性是否支持ADC吞吐速率，需要對這些數(shù)值進(jìn)行折中。ADA4841-1針對8 V階躍給出的0.01%建立時間為1 μs。在驅(qū)動1 MSPS（1 μs周期）AD7980的多路復(fù)用應(yīng)用中，它將無法使?jié)M量程階躍的輸入及時建立，但如果降低吞吐速率，例如500 kSPS可能是可行的。
RC帶寬對于確定放大器的最大容許噪聲量十分重要。放大器噪聲一般通過低頻1/f噪聲（0.1 Hz至10 Hz）和高頻時的寬帶噪聲譜密度（圖7所示噪聲曲線的平坦部分）來規(guī)定。
圖7. ADA4084-2電壓噪聲與頻率的關(guān)系
折合到ADC輸入端的總噪聲可以按照如下方法計算。首先，計算放大器寬帶頻譜密度在RC帶寬上的噪聲。
其中，en = 噪聲頻譜密度(V/√?Hz), N = 放大器電路噪聲增益，BWRC = RC 帶寬 Hz.
然后，通常通過下式計算低頻1/f噪聲；它通常指定為峰峰值，需要轉(zhuǎn)換為均方根值。
其中，
= 1/f峰峰值噪聲電壓，N = 放大器電路噪聲增益。
總噪聲為以上兩個噪聲的和方根：
為將驅(qū)動器噪聲對總SNR的影響降至最低，此總噪聲應(yīng)為ADC噪聲的1?10左右。根據(jù)目標(biāo)系統(tǒng)的SNR要求，可能還允許更高的噪聲。例如，如果ADC的SNR為91 dB， VREF = 5 V，則總噪聲應(yīng)小于或等于
由此值很容易算出1/f噪聲和寬帶噪聲譜密度的最大允許值。假設(shè)擬用的放大器具有可忽略不計的1/f噪聲，以單位增益工作，并采用RC帶寬為上例計算值(3.11 MHz)的濾波器，那么
因此，該放大器的寬帶噪聲譜密度必須小于或等于2.26 nV/√?Hz。ADA4841-1的寬帶噪聲譜密度為2.1 nV/√?Hz，符合這一要求。
放大器需要考慮的另一個重要特性是特定輸入頻率時的失真。通常，為獲得最佳性能，16位ADC需要大約100 dB的總諧波失真(THD)，18位ADC需要大約110 dB。圖8顯示對于2 V p-p輸入信號，ADA4841-1的典型失真與頻率的關(guān)系圖。
圖8. ADA4841-1的失真與頻率的關(guān)系
圖中顯示的不是總諧波失真，而是一般最為重要的二次和三次諧波成分。ADA4841-1的噪聲非常小，失真特性優(yōu)異，足以驅(qū)動18位ADC到大約30 kHz。當(dāng)輸入頻率接近100 kHz或更高時，失真性能開始下降。為在高頻時實現(xiàn)低失真，需要使用功耗更高、帶寬更寬的放大器。較大的信號也會降低性能。對于0 V至5 V的ADC輸入，失真性能信號范圍將提高到5 V p-p。從圖8所示的失真圖可看出，這將產(chǎn)生不同的性能，因此放大器可能需要測試，以確保它滿足要求。圖9比較了多個輸出電壓水平的失真性能。
圖9. 不同輸出電壓水平下失真與頻率的關(guān)系
裕量，即放大器最大實際輸入/輸出擺幅與正負(fù)電軌之差，也可能影響THD。放大器可能具有軌到軌輸入和/或輸出，或者要求最高1 V甚至更大的裕量。即便是軌到軌輸入/輸出，如果工作信號電平接近放大器的供電軌，也將難以獲得良好的失真性能。因此，最好應(yīng)選擇讓最大輸入/輸出信號遠(yuǎn)離供電軌的電源電平。考慮一個0 V至5 V輸入范圍的ADC，采用ADA4841-1放大器驅(qū)動，需要將ADC的范圍提高到最大。該放大器具有軌到軌輸出，對輸入有1 V的裕量要求。如果用作單位增益放大器，則至少需要1 V的輸入裕量，正電源至少必須是6 V。輸出為軌到軌，但仍然只能驅(qū)動到地或正供電軌的大約25 mV范圍內(nèi)，因而需要一個負(fù)供電軌，以便一直驅(qū)動到地。為了給失真性能留有一定的裕量，負(fù)供電軌可以是–1 V。
如果允許降低ADC輸入范圍，從而喪失一定的SNR，則可以消除負(fù)電源。例如，如果ADC的輸入范圍降為0.5 V至5 V，此10%損失將導(dǎo)致SNR降低大約1 dB。然而，這樣就可以將負(fù)供電軌接地，從而消除用以產(chǎn)生負(fù)電源的電路，降低功耗和成本。
因此，選擇放大器時，務(wù)必考慮輸入和輸出信號范圍要求，以便確定所需的電源電壓。本例中，額定工作電壓為5 V的放大器不能滿足要求；但ADA4841-1的額定電壓高達(dá)12 V，所以使用較高的電源電壓將能實現(xiàn)出色的性能，并提供充足的電源裕量。
關(guān)于特殊器件的附加信息
具有軌到軌輸出的低功耗、低噪聲、低失真運算放大器
ADA4841-1低功耗運算放大器提供 2-nV/√?Hz 寬帶噪聲和–110 dBc無雜散動態(tài)范圍(SFDR)，非常適合驅(qū)動16位和18位PulSAR? ADC，適用于便攜式儀器儀表、工業(yè)過程控制和醫(yī)療設(shè)備。該單位增益穩(wěn)定型放大器的特性包括：60 μV輸入失調(diào)電壓、114 dB開環(huán)增益、114 dB共模抑制、80 MHz帶寬(–3 dB)、12 V/μs壓擺率和175 ns的0.1%建立時間。輸入信號范圍可擴展至負(fù)供電軌以下100 mV，輸出擺幅可以達(dá)到任一供電軌的100 mV范圍內(nèi)，從而提供單電源工作能力。ADA4841-1可采用2.7 V至12 V單電源或±1.5 V至±6 V雙電源供電，正常模式下的功耗為1.1 mA，掉電 模式下為40 μA。它采用8引腳SOIC封裝，額定溫度范圍為–40°C至+125°C，千片訂量報價為1.59美元/片。
具有軌到軌輸出的低噪聲、低功耗運算放大器
ADA4897-1是一款低噪聲、高速運算放大器，具有軌到軌輸出、1 nV/√?Hz 電壓噪聲、 2.8-pA/√?Hz 電流噪聲、230 MHz帶寬、120 V/μs壓擺率、45 ns建立時間，以及單位增益穩(wěn)定性，是超聲、低噪聲前置放大器，以及驅(qū)動高性能ADC和緩沖高性能DAC等應(yīng)用的理想選擇。AD4897-1采用3 V至10 V單電源供電，功耗為3 mA。它采用8引腳MSOP、LFCSP和SOIC封裝，額定溫度范圍為?40°C至+125°C，千片訂量報價為1.89美元/片。
功耗7 mW的16位、1 MSPS逐次逼近型ADC
AD7980低功耗逐次逼近型ADC提供16位分辨率，無失碼，采樣速率為1 MSPS。它接受0至VREF 范圍內(nèi)的偽差分輸入，特性包括91.5 dB信納比(SINAD)、–110 dB總諧波失真(THD)和最大±1.25 LSB積分非線性。逐次逼近架構(gòu)可確保無流水線延遲，菊花鏈配置則允許多個ADC共用一條總線。兩次轉(zhuǎn)換的間隙會自動掉電，其功耗與吞吐速率成正比。AD7980采用2.5 V單電源供電，1 MSPS時功耗為7 mW，10 kSPS時為70 μW，待機模式下為350 pA。它采用10引腳MSOP封裝，額定溫度范圍為–40°C至+85°C，千片訂量報價為11.95美元/片。
參考電路
AN-931 Application Note. Understanding PulSAR ADC Support Circuitry.
AN-1024 Application Note. How to Calculate the Settling Time and Sampling Rate of a Multiplexer.
MT-048 Tutorial. Op Amp Noise Relationships; 1/f Noise, RMS Noise, and Equivalent Noise Bandwidth.
Ardizzoni, John, Driving Miss ADC. RAQ-84, July 2012.
Ardizzoni, John. Great Expectations Come From Basic Understandings, RAQ-85, August 2012.
Ardizzoni, John, and Jonathan Pearson. “Rules of the Road” for High-Speed Differential ADC Drivers. Analog Dialogue, Volume 43, Number 2, 2009.
推薦閱讀：
看懂MOSFET數(shù)據(jù)表，第3部分—連續(xù)電流額定值
帶可調(diào)輸出共模的多功能、精密單端轉(zhuǎn)差分電路提升系統(tǒng)動態(tài)范圍
檢測并區(qū)分心臟起搏偽像
看懂MOSFET數(shù)據(jù)表，第2部分—安全工作區(qū) (SOA) 圖
使用3端子貫通濾波器的電源線輻射噪音對
