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首次啟動降壓轉換器時，確信它會穩定不是很好嗎？這當然可以通過使用簡單的仿真模型和一些簡單的計算來設置誤差放大器和功率級增益來實現。

圖 1 顯示了帶有誤差放大器、功率級增益和輸出濾波器的電流模式 (CM) 模型。誤差放大器查看輸出電壓，將其與內部參考電壓進行比較，并向功率級生成誤差信號。功率級增益模塊將誤差電壓轉換為輸出電流。簡單的壓控電流源對兩種增益進行建模。在輸出中添加無損傳輸線會引入相位滯后，從而提高更高帶寬 (BW) 的精度。

圖 1：CM 控制回路模型

1Vac 擾動被注入反饋并傳播到功率級濾波器輸出 V_loop，以測量系統的環路增益。將反饋連接到誤差放大器的正輸入而不是負輸入可以消除相移。這使得電源的相位裕度在 V_loop 處直接可讀。

您必須確定兩個誤差放大器參數：直流增益和運算放大器 (op-amp) BW。大多數控制器數據表都指定了這兩個參數。為了模擬運算放大器的開環頻率響應，首先通過將 800V/V（或 58dB）的開環增益除以 92μA/V 的跨導來計算輸出阻抗 (R_ZO)。這給出了 8.7MOhms 的輸出阻抗。接下來，計算低頻極點，將其 BW 設置為 2.7MHz，如數據表中所述。需要 2.7MHz/800 或 3.4kHz 的極點。使用這個極點頻率和 8.7MOhms 的輸出阻抗會產生 5.4pF 的輸出電容。組件 R2、C1 和 C2 提供穩定電源所需的外部補償。

我根據數據表將功率級模塊的增益設置為 10A/V。通過 CM 控制，峰值電流跟隨誤差信號，將電感器變成電流源并將其從模型中消除。輸出濾波器組件值必須準確。它們影響濾波器極點和零頻率，從而影響轉換器的帶寬和產生的相位響應。一定要降低陶瓷輸出電容的直流偏置電容，它通常遠小于規定值。鋁電容器的等效串聯電阻 (ESR) 在冷運行時會增加十倍以上，因此請務必使用最高預期 ESR 來驗證穩定性。

傳輸線引入了相位滯后，從而提高了更高頻率的精度。這種相位滯后是傳播延遲的結果，并且與轉換器從最初發出命令時實際切換所需的時間有關。平均延遲時間約為開關周期的二分之一，并在開關頻率的二分之一處引入 90° 相位滯后。對于低帶寬轉換器，影響會很小。然而，當 BW 接近開關頻率的二分之一時，相位顯著降低，更好地匹配實際相位響應。如果模型中沒有這個，預計相位響應誤差會增加到開關頻率的十分之一以上。

圖 2 顯示了模擬響應，而圖 3 顯示了實際測量結果。傳輸線降低了較高頻率的相位。預測數據與實際數據有很好的相關性；但是，兩者之間確實存在一些錯誤。這些差異可能是由于內部斜率補償和價值差異等因素造成的。

圖 2：模擬CM 模型的增益和相位裕度

圖 3：實驗室測量顯示出良好的相關性

該模型提供了一種簡單的方法來以合理的精度驗證 CM 降壓轉換器中的補償值。模擬結果可以驗證穩定性；減少測試時間；并對第二級 LC 濾波器、長電感引線和下游電容的影響進行建模。在將初始 BW 設置為較低以進行結帳、驗證穩定性和針對更高的 BW 進行優化時，它最有用。